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  快速設計由 NCP1623 驅動的 CrM/DCM PFC 級的關鍵步驟中的定義關鍵規(guī)格與功率級設計，并以實際的 100W 通用電源應用為例進行說明。

  ●最大輸出功率：100 W

  ●Rms 線路電壓范圍：90 V - 264 V

  ●調節(jié)輸出電壓：

  ●低壓為 250 V(115V 電源)

  ●高壓為 390 V(230V 電源)

  NCP1623 具有多個選項，本文側重于NCP1623A，它與其他版本的主要不同點在于輸入電壓跟隨升壓(follower boost)。NCP1623A 采用 SOIC?8 或 TSOP?6 封裝，是一款極為緊湊的 PFC 控制器，可在整個負載范圍內優(yōu)化 PFC 級的效率。此外，它還集成了保護功能，以確保安全可靠地運行。一般而言，NCP1623A 適用于那些對成本效益、可靠性、高功率因數(shù)和效率比有著較高要求的系統(tǒng)：

  ●谷底同步頻率折返：

  NCP1623A 通常在臨界導通模式 (CrM) 下運行，直到功率降至閾值水平以下。此時，PFC 級進入非連續(xù)導通模式 (DCM)，死區(qū)時間會隨著負載的進一步衰減而延長(頻率折返)。不僅如此，這項創(chuàng)新技術還提供了穩(wěn)定的谷底打開功能，以實現(xiàn)最大效率。此外，最小頻率鉗位(通常為 33 kHz)還可防止聲頻，并對導通時間進行調制，以確保 CrM 和 DCM 操作中的功率因數(shù)接近1。

  ●緊湊性：

  NCP1623A 采用了創(chuàng)新的 CS/ZCD 多功能引腳，該引腳可在具有少量外部組件的小型 TSOP6(或 SOIC8)封裝中提供用于增強控制和保護的輸入信號。此外，NCP1623A 在低壓條件下會強制降低輸出調節(jié)電平，以最大程度提高 PFC 級效率并減小其尺寸。這種 2 級輸入電壓跟隨升壓(follower boost)最適合那些下游轉換器(如反激電源)能夠以經(jīng)濟高效的方式承受輸入電壓變化的應用。

  ●低 VCC 啟動閾值：

  依照設計，NCP1623A 通常會在其 VCC 電壓超過 10.5V 時啟動，這使其非常適合那些控制器由外部電源(源自輔助電源或下游轉換器)供電的應用。它的最大啟動電壓 (11.25 V) 設置得足夠低，可以從傳統(tǒng)的 12 V 導軌供電。啟動后，較高的 VCC 最大額定值允許較大的工作范圍 (9.5 V - 30 V)，從而方便電路饋電。

  ●快速線路/負載瞬變補償：

  由于 PFC 級的調節(jié)環(huán)路帶寬必須較低，因此負載或輸入電壓的突然變化(例如啟動時)可能會導致過壓或欠壓。當輸出電壓過高時，過壓保護會中斷供電。當輸出電壓低于低檢測閾值(動態(tài)響應增強器 (DRE))時，該電路會顯著加快調節(jié)環(huán)路。此功能僅在 PFC 級啟動后啟用，以允許進行正常的軟啟動操作。

  ●安全保護：

  系統(tǒng)會永久監(jiān)控輸入和輸出電壓、MOSFET 電流和芯片溫度，以保護系統(tǒng)免受可能出現(xiàn)的過載，從而使 PFC 級不僅穩(wěn)健，而且可靠。除 OVP 保護外，還提供了以下保護方法：

  1)最大電流限制：電路會檢測 MOSFET 電流。如果檢測到的電流超過了設定的電流限值，則將其關斷。此外，由于電感器飽和或旁路二極管短路等原因，當電流達到限值的 150% 時，電路將進入低占空比操作模式。

  2)欠壓保護：當反饋引腳電壓 (VFB) 降至 300 mV 以下時，該電路將關斷，并且在 VFB 超過 530 mV 之前一直保持關斷狀態(tài)。當在低壓下啟用輸入電壓跟隨升壓(follower boost)時，F(xiàn)B 引腳拉動 25 uA 電流 (IFB(LL)) 以調低輸出電壓，而 UVP 遲滯閾值則增大至 1.2/1.3 V。如果啟動時交流線路過低或反饋網(wǎng)絡出現(xiàn)故障(例如反饋引腳發(fā)生意外接地短路故障)，此功能可保護 PFC 級。

  3)冗余過壓保護 (OVP2)：CS/ZCD 多功能引腳用于檢測過高的輸出電壓電平，并在反饋網(wǎng)絡發(fā)生錯誤(電阻值錯誤、老化效應…)時防止破壞性輸出電壓失控。

  4)熱關斷：當結溫超過 150°C(典型值)時，內部熱電路會禁用柵極驅動。一旦溫度降至約 100°C(50°C 遲滯)以下，電路將恢復工作。

  ●便于制造和安全測試：

  PFC 級的元件可能會因制造或處理事故、過大的操作應力或其他故障而導致意外短路、焊接不良或損壞。特別地，控制器的相鄰引腳可能會短路、接地或連接不良。通常要求這種導通/關斷的情況不會引起火災、煙霧或噪音。NCP1623A 集成了增強功能，可協(xié)助在諸如引腳連接不當(包括 GND)或是升壓或旁路二極管短路的情況下滿足上述要求。

  與 TSOP?6 版本相比，SOIC?8 選項還帶有由 DIS 引腳控制的睡眠模式。該引腳上的高電平或開路會禁用控制器，并將 ICC 偏置電流降至 20 μA 以下(典型值)。此功能有助于滿足苛刻的待機功耗要求。

圖 1：系統(tǒng)板的電路圖

  步驟 1：定義關鍵規(guī)格

  ●線路頻率 fline：

  ●面向 50 Hz/60 Hz 應用。實際上，通常是在 47?63 Hz 的范圍內指定該值。對于“保持時間”等的計算，必須考慮指定最低值。

  ●最低線路電壓 (Vline,rms)LL：

  ●這是 PFC 級必須運行的最小 rms 輸入電壓。該值通常比最小典型電壓(許多國家為 100 V)低 10?12%。我們將取：(Vline,rms)LL 90 V。

  ●最高線路電壓 (Vline,rms)HL：

  ●這是最大 rms 輸入電壓。它通常比最大典型電壓(許多國家為 240 V)高 10%。我們選擇：(Vline,rms)HL 264 V。

  ●標稱電壓 Vout,nom：

  ●這是高壓線調節(jié)電壓。Vout,nom 必須高于 (√2 · (Vline,rms)HL )。我們的目標值是 390 V。

  ●低壓線輸出電壓 Vout,LL：

  ●NCP1623A 輸入電壓跟隨升壓(follower boost)功能提供了在低壓下選擇較低調節(jié)電壓的能力，以實現(xiàn) PFC 級的尺寸和效率優(yōu)化。該值通常被設置為略高于高壓檢測閾值。我們的目標值是 250 V。

  ●磁峰-峰值輸出電壓紋波 ( Vout)pk?pk：

  ●此參數(shù)通常以輸出電壓的百分比來指定。必須選擇等于或低于 6% VFB 磁峰-峰值紋波，以免在正常操作中觸發(fā)動態(tài)響應增強器 (DRE)。

  ●保持時間 tHOLD?UP：

  ●此參數(shù)指定在線路壓降期間輸出保持有效的時間。通常指定單線周期。此要求需要了解 PFC 級輸出上為確保應用正常運行所需的最小電壓 (Vout,min )。我們已經(jīng)假設 (Vout,min = 180 V) 足夠高，可以向下游轉換器提供足夠的輸入電壓。

  ●輸出功率 Pout：

  ●這是 PFC 負載的功耗。

  ●最大輸出功率 Pout,max：

  ●這是最大輸出功率，在我們的應用中為 150W。

  ●最大輸入功率 (Pin,avg)max：

  ●這是在正常運行時可以從電源獲取的最大功率。該值是在滿載、低壓條件下獲得的。假設在這些條件下的效率為 95%，我們將使用：

（公式1）

  步驟 2：功率級設計

在重載條件下，NCP1623A 將于臨界導通模式 (CrM) 下運行。因此，電感器、大容量電容和功率硅器件的尺寸通常與其他 CrM PFC 的相同。本章不會詳細說明這一過程，而是強調幾個關鍵點。

  PFC 電感器

  電路的導通時間受到內部限制。PFC 級可以提供的功率取決于電感器，因為 L 值將確定給定導通時間的電流上升。具體而言，以下公式給出了 PFC 級的功率能力：

（公式2）

  電感器越小，PFC 級的功率能力就越高。因此，L 必須足夠低，以便可以在最低線路電平下提供全功率：

(公式3)

  與傳統(tǒng)的 CrM 應用一樣，以下公式給出了其他重要參數(shù)：

  ●最大峰值電流：

(公式4)

  ●最大 rms 電流：

(公式5)

  在我們的應用中，電感器必須滿足以下要求：

(公式6)

  Ton,max(典型值為 12.5 μs)的最小值為 10.8 μs，將用在公式 6 中，因為這是計算 L 時的最壞情況。建議選擇比公式 6 返回的電感值至少小 25% 的電感值，以獲得充足的裕量。為了系統(tǒng)的緊湊性，選擇的是 200 μH 電感器。它由用于零電流檢測的 10:1 輔助繞組組成。可以看到，CrM 操作中的開關頻率取決于電感器值：

(公式7)

  例如，在低壓、滿載(正弦曲線頂部)條件下，開關頻率為：

(公式8)

  上述計算對應的低壓調節(jié)電壓為 250 V。

在實際設計中，PFC 輸出功率在輸入電壓過零點時不理想，因此實際導通時間將延長，以調節(jié)所需的負載。與公式 4、公式 5 和公式 7 中的計算結果相比，隨著導通時間的延長，電感器峰值和 rms 電流會升高，而開關頻率則降低。因此，建議在公式中增加至少 20% 的裕量。

  功率器件

  一般而言，二極管橋和功率開關被置于同一散熱器上。根據(jù)經(jīng)驗，可以估算散熱器必須滿足如下散熱目標：

  ●在多電源應用中，約為輸出功率的 4%(95% 通常是目標最低效率)

  ●在單電源應用中，約為輸出功率的 2%。在我們的多電源應用中，大約需要消散 4 W 的熱能。在該熱能的損失源中，可以列出：

●二極管橋的導通損耗可通過以下公式來估算：

(公式9)

  ●其中 Vf 是橋式二極管的正向電壓。

  ●MOSFET 導通損耗由下式給出：

(公式10)

  ●在我們的應用中，采用的是：

  ●Pbridge = 2.1 W(假設 Vf 為 1 V)。

  ●(Pon)max = 1.03 · RDS(on) W。假設 RDS(on) 在高溫下加倍，因此最大導通損耗約為 2.6 · RDS(on) W。

  ●開關損耗不易計算，我們不作預測。相反，根據(jù)經(jīng)驗，我們會假設損耗預算等于 MOSFET 導通的損耗預算。實驗測試將檢驗它們是否低于估算值。

升壓二極管是以下導通損耗的來源：IOUT · Vf，其中 IOUT 是負載電流，而 Vf 是二極管正向電壓。在低壓條件下(調節(jié)電平設置為 250V 時)，最大輸出電流為 0.4A，二極管導通損耗在 0.4W 范圍內(假設 Vf= 1 V)。PDIODE = 0.4 W。

  PFC 輸出大容量電容

  在定義大容量電容時，通常主要有三個標準/約束：

  ●磁峰-峰值輸出電壓紋波：

(公式11)

  其中 (ω = 2π · fline ) 是線路頻率。

  磁峰-峰值 FB 引腳電壓紋波 (δVFB)pk?pk 通常低于 FB 參考電壓 (VREF= 2.5 V) 的 ±3%(6% 磁峰-峰值)，以免在正常操作中在良好的裕量下觸發(fā) OVP 和 DRE 功能。反饋電阻分壓比由下式給出：

(公式12)

  因此，磁峰-峰值 FB 電壓為：

(公式13)

  由此，在 47 Hz 線路頻率下，將 VFB 紋波限制在 6% 的最小 CBULK 為：

(公式14)

  ●保持時間的規(guī)格：

(公式15)

  其中，保持時間為 10 ms。

  ●Rms 電容器電流：

  ●Rms 電流取決于負載特性。假設知道電阻負載，我們可以推導出其大小的以下近似表達式：

(公式16)

  在我們的應用中，采用的是：

(公式17)